|
ЧАСТЬ 8
16.1. Каналы паразитного приема
Наличие каналов паразитного приема - существенный недостаток супергетеродина. К таким каналам можно отнести следующие:
1) "зеркальный" канал;
2) канал приема на первой промежуточной частоте;
3) каналы приема, обусловленные гармониками гетеродина.
Каналы паразитного приема реально повредят, собственно, только тогда, когда на них будут работать какие-то станции. От них следует отличать системно
обусловленные "пораженные точки". Помимо этого, возможны явления "забития" сильным сигналом, вызванные нелинейностями трактов, и могущие проявиться в
приемнике прямого усиления ничуть не меньше, чем в супере.
16.2. Зеркальный канал
"Зеркальный" канал - это канал приема на частоте, отличающейся от частоты основной настройки на удвоенную промежуточную 2fПР.
Вообще-то для данной частоты гетеродина fГ существуют два равноправных канала приема:
fГ + fПР и fГ - fПР. Задача состоит в том, чтобы подавить один из них (он-то
и будет зеркальным, а другой - основным). Чаще основным является "нижний", второй канал, то есть частота гетеродина устанавливается выше частоты
желательного приема (см. рис.). Почему?
 Для широкодиапазонных приемников обратный выбор (fГ
< fС) влечет множество проблем. В частности, может оказаться, что частота гетеродина вообще должна быть меньшей нуля, или она может
сделаться равной промежуточной, что абсолютно недопустимо. Кроме того, осложняется подавление приема на гармониках гетеродина.
Впрочем, для приема в узких поддиапазонах приемлема и ситуация "гетеродин ниже".
Как известно, для подавления приема по зеркальному каналу применяют преселекторы, в массовых приемниках это - одиночный контур, настраиваемый на
частоту основного канала. Но, как следует из сказанного ранее, затухание, которое может дать один контур, весьма ограничено, достичь здесь показателей,
лучших, чем 30 - 40 дБ, проблематично. По понятной причине, чем выше частота приема, тем хуже подавление зеркального канала.
16.3. Высокая ПЧ или добавочный контур?
Повышение промежуточной частоты рассматривается как естественный путь улучшения селекции основного канала относительно зеркального, ведь при этом
увеличивается отстройка последнего от резонанса.
Но мы уже знаем, что (для структуры с одноконтурным преселектором) отстройка свыше 10% не даст особо большого эффекта. Она имеет смысл, если к
соответствующему показателю нужно добавить разве что несколько децибел; но никак не увеличит подавление на порядок.
Если уже выполняется: 2fПР > 0,1fС, то рассчитывать кардинально улучшить избирательность по зеркальному каналу
повышением fПР не приходится. К примеру, при промежуточной частоте 465
кГц - на частотах приема до 10 МГц попытка увеличить подавление зеркального канала повышением значения ПЧ даст немного. Гораздо
эффективнее будет второй, настраиваемый на частоту основного канала контур.
Проверим простым расчетом. Пусть контур преселектора имеет добротность 100. На частоте приема 10 МГц полоса пропускания - 100 кГц,
граница полосы - 50 кГц от центра.
Удвоенная ПЧ (930 кГц) - в 19 раз больше этого значения. Значит, подавление зеркального канала, обеспечиваемое одноконтурным
преселектором, равно 19 (т.е.23 дБ). Конечно, это очень мало.
Добавление второго контура на частоту сигнала увеличит селективность по зеркальному каналу до 19 · 19 = 360 (46
дБ). Неплохо для бытового приемника, но недостаточно для профессионального, где потребуется еще один контур (69 дБ).
В других случаях, наоборот, повышение ПЧ неизбежно. Мы можем, к примеру, принять за критерий такую ситуацию, когда добавление очередного контура
на частоту сигнала не улучшает подавление по зеркальному каналу даже на порядок (в 10 раз). Как ясно из предыдущего, ослабление в 10 раз соответствует
расстройке относительно резонанса на величину 5П. Значит, Если 2fПР < 5П, то увеличение числа настраиваемых контуров при данном значении ПЧ
неэффективно.
Рассмотрим снова ситуацию fПР = 465 кГц. Тогда, если полоса пропускания
входного контура 200 кГц или больше, то повышение ПЧ будет единственным способом обеспечить селективность по зеркальному каналу.
Пусть ожидаемая добротность входного контура снова равна 100. Указанное значение полосы пропускания будет на частоте 20 МГц, и начиная с этой
границы столь низкая промежуточная частота уже неприемлема.
При подборе значения ПЧ - применительно к широкодиапазонным приемникам - не избежать ситуации, когда она оказывается внутри рабочего диапазона (а это
недопустимо). Чтобы с ней разойтись, разработчики использовали варианты с переключаемой ПЧ - разной для разных поддиапазонов.
16.4. Задиапазонная ПЧ
 Применение промежуточной частоты, выходящей за верхнюю границу
диапазона принимаемых частот, в современной технике широкодиапазонного радиоприема стало довольно обычным делом (см. рис.). В этом случае и зеркальный,
и все другие побочные каналы приема сдвигаются далеко в высокочастотную область, для их подавления достаточно применить в качестве преселектора просто фильтр
нижних частот. Неперестраиваемый преселектор обеспечивает простоту реализации, удобство электронной (цифровой) перестройки приемника. А применение многозвенной
фильтрации эффективно подавляет нежелательные каналы приема.
Следует, правда, отметить, что для ламповой техники подобные структуры по ряду причин не были характерны.
16.5. Помеха с промежуточной частотой
Физическая причина возникновения канала приема на частоте, равной промежуточной, состоит в том, что смеситель приемника отнюдь не является
идеальным "четырехквадрантным перемножителем" (как выразился бы специалист). Отсюда - на его выходе будут присутствовать не только составляющие с суммарной и
разностной частотой, но и составляющие входных колебаний: входной сигнал и сигнал гетеродина. Между прочим, о втором нередко забывают, а ведь мощные
колебания гетеродина легко перегружают усилитель ПЧ.
Но нас сейчас интересует первый из сюжетов: именно, проникновение в тракт ПЧ сигнала на частоте, равной промежуточной. Конечно, в какой-то мере
такой сигнал будет подавлен преселектором. Но обычно мы встречаем в схемах добавочный заградительный фильтр на подобную помеху.
Почему так серьезно относятся к подавлению всего лишь одного из ряда паразитных каналов приема?
Во-первых, эта помеха опаснее. Если мешающий сигнал проникает в тракт, к примеру, по зеркальному каналу, то пораженной оказывается только одна
конкретная точка шкалы. В то время как помеха на ПЧ давит разом все, независимо от настройки.
Во-вторых, эта помеха считалась вероятнее. Источником помехи с промежуточной частотой мог быть попросту другой радиоприемник (например,
работающий за стеной). Как мы упоминали ранее, напряжение ПЧ на входе детектора может доходить до десятков вольт, вот вам и излучатель помехи! Не удивительно,
если близкорасположенная антенна другого аппарата будет принимать не столько желаемую станцию, сколько передачу из соседней квартиры.
16.6. Помехи на гармониках гетеродина
Наличие побочных каналов вокруг гармоник гетеродина вызвано даже не тем, что колебания гетеродина несинусоидальны; основной фактор - это отличие
характеристики смесителя от квадратичной. То есть, в конечном счете, несинусоидальным является закон изменения крутизны преобразовательной лампы
S(t).
Это вызывает появление дополнительных каналов приема на частотах: 2fГ
- fПР, 2fГ + fПР, 3fГ
- fПР, 3fГ + fПР и т.д. Обычно самым опасным (наиболее близким к рабочему диапазону частот)
является первый в этом ряду.
Хорошо еще, что (в отличие от зеркального канала) каналы приема, обусловленные гармониками гетеродина, в принципе уже ослаблены относительно
основного канала. А на сколько - зависит от формы колебаний S(t).
Например, симметрично искаженные колебания практически не содержат второй гармоники 2fГ. Если к тому же они близки к
прямоугольным ("меандр"), то каждая гармоника ослаблена ровно во столько раз, каков ее номер. Если в прямоугольных колебаниях полуволны различаются по
длительности (короткие импульсы), то ослабление высших гармоник относительно основной частоты будет меньше, и вдобавок вылезут четные гармоники. Если
колебания все же сглажены, высшие гармоники будут затухать быстрее.
Прошу извинения за столь вульгарное преподнесение основ спектрального анализа в одном абзаце.
Подавление указанных паразитных каналов также обеспечивается преселектором, и если в качестве основного канала выбран "нижний", оно не
доставляет проблем.
Впрочем, известны разработки, в которых преобразование на второй или третьей гармонике частоты гетеродина являлось именно рабочим режимом.
16.7. Забитие. Кросс-модуляция
Особые ситуации возникают при действии на вход приемника помех большого уровня от близкорасположенных передатчиков.
То, что перегружающие сигналы - в стороне от частоты приема, особой роли не играет. Например, в диапазоне коротких волн полоса пропускания контура
преселектора даже по уровню 0,707 доходит до сотен килогерц, при том, что и далее АЧХ может спадать очень медленно. Не всегда осознают, что первый каскад
приемника воспринимает на самом деле смесь сигналов множества станций. Весьма вероятно, что среди них попадутся сигналы с такими уровнями, когда уже
сказывается нелинейность характеристик ламп.
И что же тогда? Рассматривают два фактора.
1) Сильный сигнал нежелательной станции может послужить своего рода "гетеродином" и перенести по частоте какую-то другую, постороннюю станцию: либо
в рабочий диапазон, либо (что более вероятно) на промежуточную частоту. В последнем случае мы будем на всех частотах слышать эту передачу. Возможен и
просто прием гармоник мощного сигнала.
2) Сильный сигнал нежелательной станции может быть продетектирован (сеточное детектирование) одной из ламп низкоизбирательной части тракта.
Напряжение звуковой частоты будет модулировать передачи других станций, и мы, принимая нужную станцию, будем слышать чужую модуляцию (перекрестная модуляция,
или кросс-модуляция). В худшем случае, лампа будет просто заперта постоянной составляющей продетектированного напряжения (забитие тракта).
Забитие и перекрестная модуляция скорее возникают при такой организации сеточных цепей, которая провоцирует режим сеточного автосмещения.
По сути дела мы пришли здесь к показателю, который именуется динамическим диапазоном приемника (или диапазоном допустимых уровней сигнала).
Меры борьбы с перегрузкой очевидны. Уменьшение сопротивления сеточных цепей, вывод первых каскадов из контура АРУ. Повышение линейности первых
каскадов. При тяжелой помеховой обстановке - применение входного аттенюатора, ослабляющего сигналы. Разумеется, хороший преселектор все же снижает вероятность
перегрузки, причем важен именно показатель абсолютного ослабления внеполосных сигналов.
Вот теперь самое время вспомнить, что абсолютное ослабление при больших расстройках не зависит от добротности, оно увеличивается только за счет снижения
характеристического сопротивления контура. Хороший в этом отношении преселектор должен иметь низкие индуктивности и большие емкости.
Между прочим, если уровни сигнала и недостаточны, чтобы перегрузить каскад усиления радиочастоты, то, будучи им усиленными, они уже могут оказаться
опасными для следующей лампы. Наличие в приемнике каскада УВЧ крайне вредно! А если он и есть, то уж, по крайней мере, вся избирательность по сигналу должна
быть сосредоточена на его входе.
Увы, разработчики прежних лет не следовали этой логике. Более важным считалось побольше усилить сигнал до смесителя - наиболее "шумного" элемента
тракта, с целью повышения чувствительности.
16.8. Перегрузка УПЧ
Аналогичные явления могут возникнуть в тракте УПЧ. Хотя полоса пропускания здесь существенно уже, зато уровни сигнала намного выше.
Очевидно, что оптимальная структура тракта будет соответствовать сосредоточению всей избирательности прямо на выходе смесителя (ФСС), а
последующие каскады могут быть апериодическими (широкополосными) или слабоизбирательными.
16.9. Двойное преобразование. Пораженные частоты
Двойное преобразование частоты призвано оптимально разделить две задачи: получения требуемого подавления паразитных каналов (решаются применением
высокой первой ПЧ) и формирования заданной характеристики основной селекции (что удобнее реализовывать на относительно низкой второй ПЧ). Впрочем, имелись
аппараты даже с тройным преобразованием (пример: "Калина").
Нередко находили применение структуры с переменной первой ПЧ, имеющие два преимущества: единую для всех поддиапазонов шкалу и кварцованный (а значит
высокостабильный) первый гетеродин. И тут уж второе преобразование просто неизбежно.
Увеличение числа преобразований множит, в принципе, и паразитные каналы. Но наибольшую опасность представляет сигнал второго гетеродина и его
гармоники. Попав на вход приемника, они забивают множество точек диапазона приема, образуя так наз. пораженные частоты.
Борьба с этим явлением одна: всемерно улучшать экранировку блоков приемника и развязку по общим цепям.
17.1. Амплитудный детектор на диоде
Классическая схема "последовательного" детектора дана на рисунке (собственно, это однополупериодный выпрямитель). Если представить ламповый диод
как идеальный вентиль, то такая модель ("линейного" детектирования) сразу же дает для постоянной составляющей выходного напряжения:
 ,
где uBX - амплитуда напряжения несущей на входе детектора. Амплитуда низкочастотного напряжения на выходе:
uВЫХ = mUH (m - коэффициент модуляции АМ сигнала).
При полярности включения диода как на схеме - выпрямленное напряжение будет положительным.
17.2. Искажения в детекторе
Не всегда осознают, что низкочастотный ток, проходящий через резистор нагрузки, протекает также и через нелинейный элемент - диод! Это может явиться
причиной искажений продетектированного сигнала.
Как и для любой схемы, где есть элемент с односторонней проводимостью, нежелательное закрывание диода на пиках огибающей будет возникать, если
нарушается известное условие: I > i, где I - постоянная составляющая тока через
диод, а i - амплитуда низкочастотного тока.
В детекторе на диоде оба эти тока создаются только входным высокочастотным сигналом. Посмотрите на схему наверху. Пусть на нагрузке
детектора R1 имеется постоянная составляющая продетектированного напряжения UH и переменная
mUH, тогда очевидно:
 .
Если регулятор громкости R1 выведен до предела (движок - в крайнем нижнем по схеме положении), то:
 .
Условие отсутствия искажений I > i выполняется автоматически: ведь всегда m < 1.
Если теперь движок потенциометра перемещен в положение, соответствующее максимуму громкости, то нагрузка детектора для напряжения низкой
частоты будет состоять уже из параллельно соединенных R1 и R2 , и:
 .
Получается, что при m > R2/(R1 + R2) (в рассматриваемой схеме - при
m > 0,5) нарушается условие неискаженного детектирования.
Чтобы уравнять в этом случае нагрузки для постоянного и переменного напряжений, можно увеличить R2: так при R2 = 1 МОм
искажения будут отсутствовать даже при 80-процентной модуляции.
Другой способ пояснен на нижней схеме: сопротивления нагрузки детектора для постоянного и переменного напряжений различаются здесь (когда
регулятор установлен на максимум) всего на 16%, т.е. до m < 0,84 искажения отсутствуют. Правда, и выходной сигнал снижен вдвое,
но с этим можно примириться.
17.3. Полоса модулирующих частот
Дополнительные искажения в детекторе могут возникать для наивысших частот модулирующего напряжения, когда заметная доля тока выделенного сигнала
будет протекать через емкость нагрузки CH. Амплитуда общего тока составит, с учетом этой емкости:
 .
Оказывается, при m, близком к единице, условие I > i опять нарушается - с ростом частоты F. В то же время слишком
уменьшить CH нельзя (во всяком случае, она должна быть на порядок больше емкости диода).
17.4. Путаница с "входным сопротивлением"
Для схемы "последовательного" детектора в книгах обычно дается формула: RBX = 0,5 R.
С входным сопротивлением нелинейных схем дело обстоит непросто. При гармоническом напряжении входной ток детектора является резко несинусоидальным.
В этих условиях, если уж вести речь о входном сопротивлении, следует прежде ясно оговорить, какой смысл будет придаваться этому понятию.
Допустим, источник сигнала имеет внутреннее сопротивление RИ. Следует ожидать, что выпрямленное напряжение UH будет (даже
при "идеальном" диоде) теперь заметно меньше амплитуды ЭДС сигнала eBX, и тем меньше, чем больше RИ. Этот факт можно приписать
влиянию "входного сопротивления" детектора RBX, снижающему напряжение пропорционально RBX /(RИ +
RBX).
Даже не решая сложное уравнение, можно будет сделать вывод: искомая величина входного сопротивления не является постоянной; с увеличением RИ
эффект детектирования снижается медленнее, чем можно было бы ожидать. Заметим, однако, что здесь
RBX получается принципиально во много раз меньше, чем 0,5 R (особенно при малых сопротивлениях источника сигнала).
В итоге, при низкоомном источнике расчет "входного сопротивления" детектора вообще теряет смысл, так как в большинстве случаев оказывается верным
простое соотношение:
UH = (0,8...0,9)uBX.
Другое дело, если детектор подключен к колебательному контуру, как чаще всего и бывает в ламповых схемах. Главное, что при этом интересует -
снижение добротности, связанное с отбором энергии. Здесь потребуется по-иному определить входное сопротивление детектора:
 ,
где Р - мощность, отбираемая детектором из контура. Из условия баланса мощностей, учитывая, что:
P = U2H/R,
и принимая UH = uBX, получаем знакомое:
RBX = 0,5 R.
17.5. Чувствительность детектора
Для того, чтобы существовал эффект детектирования, требуется выполнение условия, противоположного условию отсутствия отсечки (для линейных схем):
I << i'.
Здесь:
I - постоянная составляющая тока через диод (примерно равная uBX/R);
i' - переменная составляющая, условно принимая диод линейным (равна
uBX/Ri, Ri - дифференциальное сопротивление диода при токе I). Вводя крутизну
характеристики диода S = 1/Ri, получаем условие линейного детектирования:
SuBX >> I.
Располагая характеристикой диода, мы смогли бы теперь получить какие-то количественные оценки.
В связи со специфической характеристикой лампового диода (полином степени 3/2), его чувствительность в принципе растет со снижением уровня
детектируемых сигналов (S уменьшается намного медленнее, чем I). Однако этот ток никак не может быть сделан меньше начального тока диода,
составляющего несколько микроампер.
Понятно, что увеличение нагрузки детектора R повышает чувствительность, так как снижается ток диода.
17.6. Параллельный детектор
Присоединим "нижний" вывод резистора нагрузки к ВЧ входу, как на рис. слева. Ни для постоянной составляющей тока, ни для модулирующего колебания
- в схеме, по сути дела, ничего не изменилось. Перевернув теперь схему (справа), получим известный по книгам параллельный детектор.
В новой схеме резистор R дополнительно подгружает ВЧ вход. Соответственно снижается входное сопротивление
для резонансных цепей:
 .
Отличием этой конфигурации является также присутствие на ее выходе, помимо низкочастотного напряжения, еще и полного входного сигнала.
Поэтому в практических схемах предусматривается дополнительная фильтрующая ячейка RФСФ для снятия нежелательной ВЧ составляющей.
К параллельному детектору обращаются нередко. Во-первых, если схема диктует необходимость непременно емкостной связи с источником сигнала.
Во-вторых, это естественное решение для комбинированных ламп (таких как 6Г2), а также прямонакальных, то есть тех, где катод диода вынужденно заземлен.
Впрочем, в этих последних случаях вполне возможно и последовательное детектирование - если только контур может быть отвязан от "земли" (см. последний
рис.).
При указанной полярности включения диода выпрямленное напряжение - минусовое.
17.7. Сеточный детектор
Эта схема типична для простых малоламповых приемников. Она эквивалентна сочетанию обычного детектора и усилительного каскада; только роль
анода диода играет управляющая сетка. По понятным причинам ВЧ фильтрацию приходится осуществлять уже в анодной цепи.
В книгах мы читаем, что сеточный детектор обладает повышенной чувствительностью; это действительно так. Дело в том, что отказ от регулятора
громкости вслед за детектором - позволяет увеличить сопротивление нагрузки (R). Тем самым и сохранить высокую добротность контура, и снизить до минимума ток
через "диод". Правда, это оборачивается и негативной стороной: возможностью перегрузки каскада сильными сигналами, размах которых превысит раствор
характеристики лампы. В предельном случае выделенная НЧ огибающая (на отрицательной "подставке") вообще выносится в область отсечки характеристики, а
слушатель раритетного приемника недоумевает: почему при точной настройке на очень мощную станцию передача пропадает?
17.8. Катодный детектор
Если сеточный детектор по принципу работы - диодный, то катодный и анодный детекторы действуют иначе.
Взглянем на эту схему как на катодный повторитель с емкостной нагрузкой. В отличие от линейного случая, ток покоя в детекторе всегда должен
быть выбран "неправильно", чтобы не позволять емкости разряжаться в промежутке между двумя положительными полуволнами колебаний несущей:
I << i'.
Здесь i' - снова амплитуда тока несущей частоты f в катоде, как если бы не было отсечки колебаний,
I - ток покоя лампы.
Будем считать, что фильтрующий конденсатор CH имеет достаточно большую емкость, чтобы выполнялось:  .
Практически это достижимо, если несущая и модулирующая частоты различаются на порядки. Такой режим катодного детектора наиболее выгоден в отношении
чувствительности.
В данном случае повторитель нагружен (для несущей частоты) на сопротивление, значительно меньшее его выходного сопротивления, равного 1/S.
Следовательно, гипотетическую величину i', соответствующую линейному режиму работы, записать просто:
i' = SuBX, как в любом каскаде, где катодный резистор заблокирован конденсатором большой емкости.
Получаем знакомое уже условие эффективного детектирования, противоположное условию работы без отсечки:
SuBX >> I, т.е. uBX >> I/S.
Рассмотрим каскад с триодом 6Н1П, пусть анодный ток равен 1 мА, при этом крутизна 2
мА/В. Тогда порог детектирования получается 0,5 В. Чувствительность будет повышаться с уменьшением тока покоя: при снижении тока в
8 раз она повышается вчетверо (почему - надеюсь, пояснять не надо). В практических схемах номинал катодного резистора выбирают поэтому от 50 до 200 кОм.
Катодный детектор легко рассчитать с позиции отсутствия искажений, вызванных как активной, так и реактивной внешней нагрузкой, при безусловном
сохранении начальной добротности контура. Однако никаких других особенных достоинств у него нет (зато имеются недостатки), поэтому заметного распространения он не нашел.
17.9. Анодный детектор
Рассмотренные выше схемы детектирования имеют общую особенность: напряжение на открытом нелинейном элементе представляет собой только разность
между огибающей АМ колебания и величиной выходного напряжения (тот же "сигнал ошибки", аналогично усилительным схемам с обратной связью). Потому детекторы
обеспечивают малые искажения, причем форма характеристики нелинейного элемента совершенно не важна! Условие "линейности" детектирования сформулировано выше.
Если оно не соблюдается (сигнал слабый), детектор превращается в нелинейный ("квадратичный").
В литературе можно встретить утверждение: любой детектор является линейным для "сильных" сигналов. Причина, якобы, в том, что для таких сигналов
характеристика детектирующего элемента аппроксимируется кусочно-линейной, состоящей из двух прямых.
Это неверно. Ни при каких условиях полиномиальная характеристика не эквивалентна составленной из двух прямых. Применявшийся изредка в старой
аппаратуре анодный детектор, в частности, осуществляет нелинейное преобразование сигнала в соответствии с формой характеристики лампы, при этом отсутствует
отрицательная обратная связь. Ни при каких самых "сильных" сигналах здесь не обеспечивается линейная демодуляция. Не буду даже приводить эту мерзкую схему;
впрочем, она отличается от сеточного детектора лишь подачей на лампу смещения, почти запирающего ее (для выполнения навязшего в зубах условия детектирования).
17.10. Кенотронный выпрямитель
Схему двухполупериодного (двухфазного) кенотронного выпрямления мы встречаем в большинстве старых ламповых устройств. На пиках напряжения
вторичной обмотки входной конденсатор фильтра заряжается почти до амплитудного значения u2. Нельзя забывать, что амплитуда напряжения
обмотки составляет 1,41 ее действующего значения (того, которое фигурирует в расчетах трансформатора и измеряется авометром).
Точнее: UВЫПР.max = u2 - UФ.
Падение напряжения на каждой фазе UФ (в каждом плече) может составлять 20-50 В -
складывается из падения на кенотроне и на омическом сопротивлении обмотки. Конечно, оно зависит от тока нагрузки, но не так все просто.
Можно подумать, что ток через лампу - это выпрямленный ток (или даже его половина, ведь схема-то двухполупериодная). В среднем это действительно так.
Но ведь режим работы кенотрона импульсный, он открыт только небольшую часть периода. В течение этого времени ток в несколько раз превышает средний. Именно
об этом мы упоминали ранее. Отсюда и должен исходить тот, кто попытается определить UФ по вольтамперной характеристике диода и
известному сопротивлению обмотки.
Вот типичный пример: выпрямительная лампа - 5Ц4С, напряжение анодной обмотки (эффективное) на холостом ходу 2 х 250
В, что соответствует амплитуде 350 В. Именно столько и будет замерено на выходе выпрямителя без нагрузки. При нагрузке током 40 мА
(при активном сопротивлении каждого плеча вторичной обмотки, допустим, 30 Ом) напряжение упадет примерно до 300 В.
Разумеется, нельзя забывать еще и про падение напряжения от выпрямленного тока на обмотке дросселя фильтра. И не удивимся, что выпрямленное
напряжение зависит даже от величины входной емкости: ведь чем больше емкость, тем меньше длительность импульса заряда и, соответственно, выше ток в импульсе.
17.11. Уровень пульсаций
В промежутке между соседними пиками напряжения конденсатор разряжается на нагрузку. Считая процесс разряда линейным, а его длительность равной половине
периода частоты сети (это для двухполупериодного выпрямителя, а для однополупериодного - целому периоду), получаем спад напряжения на емкости:
 ,
где, например, для частоты сети 50 Гц  .
Принятые допущения приведут к тому, что размах пульсаций по приведенной формуле получится слегка завышенным, но это обеспечит полезный запас
расчета.
17.12. Сглаживающие фильтры
Так называемый П-образный фильтр (наверху) весьма эффективен для питания анодных цепей. Дополнительное Г-образное звено снижает уровень пульсаций
(при правильном выборе элементов) примерно в соответствии с соотношением реактивных сопротивлений его элементов, то есть в 
раз. А при неправильном выборе - пульсации могут быть даже подняты резонансом, но это, конечно, надо еще умудриться...
В устройствах большой мощности находил применение Г-образный фильтр (внизу), начинающийся с индуктивности. Его особенность - ток каждого плеча почти
неизменен в течение половины периода (и равен току нагрузки). Это дает два преимущества:
1) снижается падение напряжения в плече UФ, возрастает КПД;
2) уменьшается вероятность превышения допустимого тока вентиля в импульсе (к чему были весьма чувствительны так наз. газотроны... да,
существовали и такие!).
Крупным недостатком схемы является то, что напряжение на выходе выпрямителя здесь не сглажено; размах пульсаций приближается к амплитуде
напряжения обмотки. Г-образное звено призвано целиком взять сглаживание на себя, поэтому требуемые величины L и С
получатся существенно выше, часто переходили даже к двухзвенной фильтрации.
Разумеется, с однополупериодным выпрямителем подобный фильтр несовместим вообще.
В дешевых аппаратах вместо дросселя устанавливали просто резистор; разумеется, при оценке подавления пульсаций надо принимать тогда в расчет
активное сопротивление вместо индуктивного.
Сергей Гаврилов
Часть [1] [2] [3]
[4] [5] [6]
[7] [8]
|
