Усилители Music Angel

    XD500MKIII
    XD800MKIII
    XD845MKIII
    XD845LE
    XD850MKIII
    XD8502AIII
    XD900MKIII
    T24 фонокорректор

Ламповый усилитель XD500MKIII: EL34, 2х50 Вт Ламповый усилитель XD800MKIII: KT88, 2х65 Вт Ламповый усилитель XD845MKIII: 845, 2х20 Вт Ламповый усилитель XD850MKIII: 300B, 2х9 Вт Ламповый усилитель XD8502AIII: 300B, 2х9 Вт Предварительный ламповый усилитель XD900MKIII: 12AU7, 12AX7

Усилители ARIA

    MINI 6
    MINI 5.1
    MINIP1
    MINIL3
    MINIP14

Ламповый усилитель MINI 6: KT88, 2х60 Вт Ламповый усилитель MINIP1: 6AQ5, 2х10 Вт Ламповый усилитель MINIL3: EL34, 2х35 Вт Ламповый усилитель MINIP14: 6P14, 2х10 Вт

Усилители LACONIC

    AZUR H2
    HA-02
    HA-03B
    HA-03B2
    HA-03M
    Lunch Box Pro

Ламповые усилители LACONIC HA-02,03B/B2/M: 6N6P, 2х1,2 Вт на 300 Ом

Акустические системы

    Music Angel One
    Music Angel 2.5
    Music Angel TK-10
    DIVA 5.2

Акустическая система Music Angel One: 20 - 100 Вт, 38 Гц - 30 кГц, 86 Дб/Вт/м Акустическая система Music Angel 2.5: 20 - 200 Вт, 20 Гц - 30 кГц, 86 Дб/Вт/м Акустическая система Music Angel TK-10: 10 - 250 Вт, 45 Гц - 22 кГц, 8 Ом, 97 дБ/Вт/м Акустическая система DIVA 5.2: 10 - 150 Вт, 36 Гц - 20 кГц, 90 дБ/Вт/м

Комплектующие

    Лампы
    Кабели

КТ 88: Filament Voltage 6.3 V Filament Current 1.6 A Plate Voltage (max) 800 V Plate Current (max) 230 mA Plate Dissipation (max) 40 W 845: D.C. Plate Voltage 1250 D.C. Grid Voltage -98 Peak A.F. Grid Voltage 93 D.C. Plate Current (ma.) 95 Power Output (watts) 15 21 300B: Filament Voltage 5 V Filament Current 1.2 A Plate Voltage (max) 450 V Plate Current (max) 100 mA Plate Dissipation (max) 40 W

Это интересно

13. Двухтактное усиление     13.1. Так плюсы или минусы?
    Двухтактные оконечные усилители, плечи которых работают на общую нагрузку в противофазе, обладают рядом неоспоримых достоинств.
    1) Они позволяют добиться более высокой выходной мощности (а при определенных условиях - намного большей, чем удвоенная выходная мощность обычного каскада на той же лампе).
    2) Обеспечивают (опять же при определенных условиях) значительно лучший КПД.
    3) Компенсация постоянных составляющих токов в двух половинах первичной обмотки трансформатора ликвидирует нежелательное подмагничивание.
    4) При идеальном балансе схемы компенсируются четные гармоники (и самая интенсивная - вторая), так что общий уровень нелинейных искажений существенно ниже.
    Впрочем, сторонники модного течения в аудиотехнике, не придавая большого значения двум первым преимуществам, причисляют два последних скорее к недостаткам.
    Так, постоянное подмагничивание сердечника имеет и свою положительную сторону: перемагничивание происходит по частной петле гистерезиса, что снижает искажения, вносимые железом трансформатора.
    Подавление второй гармоники, как считают, нарушает привычное для уха соотношение обертонов, делая звук менее естественным.
    13.2. А, В и АВ
    Двухтактные схемы, как и однотактные, могут работать в режиме класса А. Только теперь каждое плечо работает на свою половину первичной обмотки, а переменные составляющие токов будут складываться в нагрузке. Базовые расчеты ничуть не отличаются от случая параллельного соединения ламп.
    Однако возможно поставить двухтактный каскад и в режим класса В. Как раз здесь и достигается существенное увеличение КПД: ток покоя устанавливается практически равным нулю, а каждое плечо ответственно за воспроизведение только одной полуволны колебаний.
    Энергетические соотношения режима В будут другими. Общий постоянный ток, потребляемый от источника питания, теоретически равен 0,64 от анодного тока на пике гармонических колебаний. Этот ток будет меняться вместе с изменением амплитуды сигнала.
    "Чистый" режим В вряд ли целесообразен, поскольку связан с нежелательным использованием участков малых токов; на практике устанавливают промежуточный режим АВ, когда имеется заметный ток покоя (хотя и меньший, чем требуется для режима А).
    13.3. Фазоинверторы
    Двухтактные схемы требуют симметричного возбуждения, то есть подачи на сетки выходных ламп равных, но противофазных сигналов. Возникает проблема фазоинверторов - схем, расщепляющих фазу колебаний.
    Хорошим фазоинвертором является междуламповый трансформатор с вторичной обмоткой, состоящей из двух частей. Это практически единственный приемлемый вариант, если предусматривается заход в область положительных напряжений на сетках. Еще одно достоинство - возможность (при необходимости) повысить напряжение раскачки.
    Однако здесь могут возникнуть проблемы с частотной характеристикой передачи.
    Неплохим фазоинвертором служит каскад с разделенной нагрузкой. Принято отмечать его недостаток - разное выходное сопротивление с анода и катода (второй выход является выходом катодного повторителя). Тем не менее, если к этим цепям подключены равные нагрузки, то симметрия сохраняется. Действительная проблема тут в трудности получения больших амплитуд: с каждого из выходов удастся снять вдвое меньший сигнал, чем в обычном каскаде. Возможно, потребуется увеличение напряжения анодного питания, либо введение дополнительного "минусового" источника для подпитки катодной цепи.
    Хорошую симметрию по выходам обеспечивает известная нам балансная схема. Эта симметрия тем лучше, чем выше подавление синфазного сигнала (чем выше сопротивление RK по сравнению с 1/S).
    13.4. Самоинвертирующие каскады
    Рассмотрение последней схемы наталкивает на мысль, что сам балансный каскад может служить и выходным, соответственно, не требуя фазоинвертора, и это действительно так - теоретически.
    Симметрия каскада обеспечивается тем лучше, чем выше RK: постоянное падение напряжения на этом резисторе должно быть во много раз больше, чем рабочая амплитуда входного сигнала ламп. Значит, на практике потребуется большой запас по напряжению, значительная часть мощности будет впустую нагревать катодный резистор. Приемлемо ли это - судить разработчику.
    14. "Транзисторный" звук в ламповых схемах
    14.1. Чудеса отменяются
    В этой последней главе мы коротко разберем особенности усилителей, охваченных общей отрицательной обратной связью (в отличие от местной ООС, которой касались ранее). Коротко - потому что вопрос не простой, кому интересно и по силам - способен сам разобраться, получив здесь начальную подсказку. А другому - нечего и голову забивать сложностями.
    Общепринято мнение, что отрицательная обратная связь расширяет полосу пропускания линейных схем, снижает нелинейные искажения и уменьшает выходное сопротивление усилителя. И, в общем, так оно и есть.
    Но специалист не вправе верить в волшебство, полагая, что ООС способна демонстрировать чудеса вопреки законам природы, не вникая в механизм действия. Если говорить конкретнее - нельзя выводы, базирующиеся на линейных моделях, слепо распространять на устройства, работающие с большими сигналами. Чудес в решете не будет! И здесь мы должны разобраться - почему.
    14.2. Сильная и слабая ООС
    Уже в 50-е годы во многих радиоприемниках можно было увидеть цепи обратной связи, охватывающие аудиоусилители в целом. Рисунок представляет фрагмент подобной схемы.
    Здесь катод триода играет роль второго входа "дифференциального усилителя", на него подается часть выходного напряжения. Важно, что напряжение сетка-катод теперь не является входным, это - так называемый "сигнал ошибки".
    Глубина общей ООС зависит от соотношения рабочих уровней "сигнала ошибки" и собственно входного напряжения. Или, по-другому, от соотношения усиления - при разомкнутой и замкнутой цепи ООС.
    Если напряжение, возвращаемое по цепи ООС, имеет тот же порядок, что и напряжение сетка-катод первого каскада, то мы имеем дело со слабой обратной связью, которая способна лишь несколько скорректировать параметры усилителя (амплитудную и амплитудно-частотную характеристику, выходное сопротивление).
    Если напряжение ООС существенно меньше напряжение сетка-катод, то перед нами напрасное усложнение схемы, обратная связь практически не действует.
    При сильной обратной связи сигнал ошибки существенно меньше входного сигнала. Именно здесь в принципе достигается полноценный эффект ООС. В частности, усиление по напряжению со входа на вторичную обмотку приблизительно обратно коэффициенту деления в цепи обратной связи.
    И именно здесь наиболее вероятно возникновение пренеприятных явлений, упомянутых в заглавии раздела.
    Дело в том, что любые ограничения (амплитудные, частотные) в тракте передачи - поначалу компенсируются цепью ООС. Неизбежно такая компенсация упрется в амплитудное ограничение в предыдущем звене, происходит разрыв контура обратной связи. Возникает перегрузка с выходом сигналов за пределы входных апертур усилительных каскадов. Это и создает эффект "транзисторного" звука.
    Быть может, изложено не очень понятно? Попробую пояснить на примерах.
    14.3. Мягкое и жесткое ограничение
    На левом рисунке показаны осциллограммы колебаний в оконечном каскаде усилителя без обратной связи. Относительно правильное колебание uC(t), поданное с драйвера на сетку, несколько искажено оконечным каскадом. При увеличении амплитуды возбуждения - искажения будут нарастать: лампы мягко ограничивают колебание, создавая приплюснутую вершину синусоиды. Это - "ламповый" звук.
    Ради простоты ограничение принято симметричным, хотя в однотактном каскаде такого, конечно, не будет.
    Если усилитель охвачен сильной ООС, то картина кардинально меняется (средний рисунок). Цепь ООС стремится поддержать неискаженную форму колебания на выходе. Это достигается за счет колебаний на выходе драйвера: мягкое ограничение в выходном каскаде до поры компенсируется обратным предыскажением на его входе.
    При возрастании амплитуды (справа) резервы компенсации исчерпываются. Верхушки uC(t) резко вытягиваются, упираясь в ограничение (но уже в драйвере!). Оно будет жестким, а не мягким, колебания на выходе усилителя окажутся грубо обрезанными - типичный эффект транзисторного усилителя.
    Но это еще цветочки... Ягодки не замедлят.
    14.4. Проблема частотных границ
    Особенность лампового усилителя состоит в том, что в его оконечном каскаде имеется звено частотного ограничения (трансформатор), определяющее верхнюю и нижнюю границы полосы пропускания.
    При переходе в область спада амплитудно-частотной характеристики, цепь ООС пытается все же поддержать заданное усиление. Это происходит путем автоматического увеличения напряжения раскачки с выхода драйвера (а также доворота фазы для компенсации фазовых искажений). Разумеется, драйвер снова очень быстро упрется в амплитудное ограничение, и выходное колебание станет резко несинусоидальным.
    Явление, отлично знакомое по плохим транзисторным усилителям: выход частоты сигнала за некоторые границы вызывает не мягкое снижение амплитуды, а появление грубых искажений.
    Пожалуй, теперь пора уже напомнить (о чем до времени умалчивали), что и сопротивление нагрузки - акустической системы - совсем не является активным и постоянным. Выводы очевидны.
    Вдобавок - перегрузки каскадов сильным сигналом ошибки (при размыкании ООС) вызовут эффект сеточного автосмещения, который на время запрет лампы. Качества звука это также не добавит.
    14.5. Выход есть?
    Реальный аудиосигнал, конечно, вовсе не синусоидален. Широкий спектр, крутые фронты сигнала приведут к тому, что искушенному слушателю специфические призвуки будут просто бить по ушам.
    Как быть? Самый простой путь: не использовать ООС (кроме, быть может, местной).
    Кто-то может счесть, что это не выход. В таком случае, следует иметь в виду очевидный принцип: все ограничения (амплитудные, частотные) должны действовать до усилителя с ООС, т.е. раньше, чем скажутся внутри петли.
    Амплитудное ограничение вообще-то есть, натурально, в каждом источнике сигнала, просто не надо допускать перегрузки. А вот установить частотоограничивающий фильтр (как сверху, так и снизу) на входе такого усилителя будет крайне полезно.
    14.6. Иллюзии выходного сопротивления
    Как "всем известно", ООС служит мощным средством понизить выходное сопротивление усилителя; в принципе - до любой желаемой величины.
    Однако этот несомненный факт подталкивает к недопониманию. Не учитывают, что речь идет о динамическом (малосигнальном) сопротивлении, и никаком ином. Даже самая сильная обратная связь не может помочь каскаду отдать в нагрузку больший ток, чем тот, на который он рассчитан.
    Допустим, выходное сопротивление (каскада, усилителя в целом) уменьшилось. Что это конкретно значит?
    Во-первых, - что теперь выходное напряжение меньше будет зависеть от нелинейности вольтамперной характеристики нагрузки.
    Далее...

 

Информация

 
 

Принципы схемотехники электронных ламп

 

ЧАСТЬ 8

16. Структуры радиоприемников. Паразитный прием

16.1. Каналы паразитного приема

Наличие каналов паразитного приема - существенный недостаток супергетеродина. К таким каналам можно отнести следующие:

1) "зеркальный" канал;

2) канал приема на первой промежуточной частоте;

3) каналы приема, обусловленные гармониками гетеродина.

Каналы паразитного приема реально повредят, собственно, только тогда, когда на них будут работать какие-то станции. От них следует отличать системно обусловленные "пораженные точки". Помимо этого, возможны явления "забития" сильным сигналом, вызванные нелинейностями трактов, и могущие проявиться в приемнике прямого усиления ничуть не меньше, чем в супере.

16.2. Зеркальный канал

"Зеркальный" канал - это канал приема на частоте, отличающейся от частоты основной настройки на удвоенную промежуточную 2fПР. Вообще-то для данной частоты гетеродина fГ существуют два равноправных канала приема: fГ + fПР и fГ - fПР. Задача состоит в том, чтобы подавить один из них (он-то и будет зеркальным, а другой - основным). Чаще основным является "нижний", второй канал, то есть частота гетеродина устанавливается выше частоты желательного приема (см. рис.). Почему?

Зеркальный каналДля широкодиапазонных приемников обратный выбор (fГ < fС) влечет множество проблем. В частности, может оказаться, что частота гетеродина вообще должна быть меньшей нуля, или она может сделаться равной промежуточной, что абсолютно недопустимо. Кроме того, осложняется подавление приема на гармониках гетеродина.

Впрочем, для приема в узких поддиапазонах приемлема и ситуация "гетеродин ниже".

Как известно, для подавления приема по зеркальному каналу применяют преселекторы, в массовых приемниках это - одиночный контур, настраиваемый на частоту основного канала. Но, как следует из сказанного ранее, затухание, которое может дать один контур, весьма ограничено, достичь здесь показателей, лучших, чем 30 - 40 дБ, проблематично. По понятной причине, чем выше частота приема, тем хуже подавление зеркального канала.

16.3. Высокая ПЧ или добавочный контур?

Повышение промежуточной частоты рассматривается как естественный путь улучшения селекции основного канала относительно зеркального, ведь при этом увеличивается отстройка последнего от резонанса.

Но мы уже знаем, что (для структуры с одноконтурным преселектором) отстройка свыше 10% не даст особо большого эффекта. Она имеет смысл, если к соответствующему показателю нужно добавить разве что несколько децибел; но никак не увеличит подавление на порядок.

Если уже выполняется: 2fПР > 0,1fС, то рассчитывать кардинально улучшить избирательность по зеркальному каналу повышением fПР не приходится. К примеру, при промежуточной частоте 465 кГц - на частотах приема до 10 МГц попытка увеличить подавление зеркального канала повышением значения ПЧ даст немного. Гораздо эффективнее будет второй, настраиваемый на частоту основного канала контур.

Проверим простым расчетом. Пусть контур преселектора имеет добротность 100. На частоте приема 10 МГц полоса пропускания - 100 кГц, граница полосы - 50 кГц от центра.

Удвоенная ПЧ (930 кГц) - в 19 раз больше этого значения. Значит, подавление зеркального канала, обеспечиваемое одноконтурным преселектором, равно 19 (т.е.23 дБ). Конечно, это очень мало.

Добавление второго контура на частоту сигнала увеличит селективность по зеркальному каналу до 19 · 19 = 360 (46 дБ). Неплохо для бытового приемника, но недостаточно для профессионального, где потребуется еще один контур (69 дБ).

В других случаях, наоборот, повышение ПЧ неизбежно. Мы можем, к примеру, принять за критерий такую ситуацию, когда добавление очередного контура на частоту сигнала не улучшает подавление по зеркальному каналу даже на порядок (в 10 раз). Как ясно из предыдущего, ослабление в 10 раз соответствует расстройке относительно резонанса на величину 5П. Значит, Если 2fПР < 5П, то увеличение числа настраиваемых контуров при данном значении ПЧ неэффективно.

Рассмотрим снова ситуацию fПР = 465 кГц. Тогда, если полоса пропускания входного контура 200 кГц или больше, то повышение ПЧ будет единственным способом обеспечить селективность по зеркальному каналу.

Пусть ожидаемая добротность входного контура снова равна 100. Указанное значение полосы пропускания будет на частоте 20 МГц, и начиная с этой границы столь низкая промежуточная частота уже неприемлема.

При подборе значения ПЧ - применительно к широкодиапазонным приемникам - не избежать ситуации, когда она оказывается внутри рабочего диапазона (а это недопустимо). Чтобы с ней разойтись, разработчики использовали варианты с переключаемой ПЧ - разной для разных поддиапазонов.

16.4. Задиапазонная ПЧ

Задиапазонная ПЧПрименение промежуточной частоты, выходящей за верхнюю границу диапазона принимаемых частот, в современной технике широкодиапазонного радиоприема стало довольно обычным делом (см. рис.). В этом случае и зеркальный, и все другие побочные каналы приема сдвигаются далеко в высокочастотную область, для их подавления достаточно применить в качестве преселектора просто фильтр нижних частот. Неперестраиваемый преселектор обеспечивает простоту реализации, удобство электронной (цифровой) перестройки приемника. А применение многозвенной фильтрации эффективно подавляет нежелательные каналы приема.

Следует, правда, отметить, что для ламповой техники подобные структуры по ряду причин не были характерны.

16.5. Помеха с промежуточной частотой

Физическая причина возникновения канала приема на частоте, равной промежуточной, состоит в том, что смеситель приемника отнюдь не является идеальным "четырехквадрантным перемножителем" (как выразился бы специалист). Отсюда - на его выходе будут присутствовать не только составляющие с суммарной и разностной частотой, но и составляющие входных колебаний: входной сигнал и сигнал гетеродина. Между прочим, о втором нередко забывают, а ведь мощные колебания гетеродина легко перегружают усилитель ПЧ.

Но нас сейчас интересует первый из сюжетов: именно, проникновение в тракт ПЧ сигнала на частоте, равной промежуточной. Конечно, в какой-то мере такой сигнал будет подавлен преселектором. Но обычно мы встречаем в схемах добавочный заградительный фильтр на подобную помеху.

Почему так серьезно относятся к подавлению всего лишь одного из ряда паразитных каналов приема?

Во-первых, эта помеха опаснее. Если мешающий сигнал проникает в тракт, к примеру, по зеркальному каналу, то пораженной оказывается только одна конкретная точка шкалы. В то время как помеха на ПЧ давит разом все, независимо от настройки.

Во-вторых, эта помеха считалась вероятнее. Источником помехи с промежуточной частотой мог быть попросту другой радиоприемник (например, работающий за стеной). Как мы упоминали ранее, напряжение ПЧ на входе детектора может доходить до десятков вольт, вот вам и излучатель помехи! Не удивительно, если близкорасположенная антенна другого аппарата будет принимать не столько желаемую станцию, сколько передачу из соседней квартиры.

16.6. Помехи на гармониках гетеродина

Наличие побочных каналов вокруг гармоник гетеродина вызвано даже не тем, что колебания гетеродина несинусоидальны; основной фактор - это отличие характеристики смесителя от квадратичной. То есть, в конечном счете, несинусоидальным является закон изменения крутизны преобразовательной лампы S(t).

Это вызывает появление дополнительных каналов приема на частотах: 2fГ - fПР, 2fГ + fПР, 3fГ - fПР, 3fГ + fПР и т.д. Обычно самым опасным (наиболее близким к рабочему диапазону частот) является первый в этом ряду.

Хорошо еще, что (в отличие от зеркального канала) каналы приема, обусловленные гармониками гетеродина, в принципе уже ослаблены относительно основного канала. А на сколько - зависит от формы колебаний S(t).

Например, симметрично искаженные колебания практически не содержат второй гармоники 2fГ. Если к тому же они близки к прямоугольным ("меандр"), то каждая гармоника ослаблена ровно во столько раз, каков ее номер. Если в прямоугольных колебаниях полуволны различаются по длительности (короткие импульсы), то ослабление высших гармоник относительно основной частоты будет меньше, и вдобавок вылезут четные гармоники. Если колебания все же сглажены, высшие гармоники будут затухать быстрее.

Прошу извинения за столь вульгарное преподнесение основ спектрального анализа в одном абзаце.

Подавление указанных паразитных каналов также обеспечивается преселектором, и если в качестве основного канала выбран "нижний", оно не доставляет проблем.

Впрочем, известны разработки, в которых преобразование на второй или третьей гармонике частоты гетеродина являлось именно рабочим режимом.

16.7. Забитие. Кросс-модуляция

Особые ситуации возникают при действии на вход приемника помех большого уровня от близкорасположенных передатчиков.

То, что перегружающие сигналы - в стороне от частоты приема, особой роли не играет. Например, в диапазоне коротких волн полоса пропускания контура преселектора даже по уровню 0,707 доходит до сотен килогерц, при том, что и далее АЧХ может спадать очень медленно. Не всегда осознают, что первый каскад приемника воспринимает на самом деле смесь сигналов множества станций. Весьма вероятно, что среди них попадутся сигналы с такими уровнями, когда уже сказывается нелинейность характеристик ламп.

И что же тогда? Рассматривают два фактора.

1) Сильный сигнал нежелательной станции может послужить своего рода "гетеродином" и перенести по частоте какую-то другую, постороннюю станцию: либо в рабочий диапазон, либо (что более вероятно) на промежуточную частоту. В последнем случае мы будем на всех частотах слышать эту передачу. Возможен и просто прием гармоник мощного сигнала.

2) Сильный сигнал нежелательной станции может быть продетектирован (сеточное детектирование) одной из ламп низкоизбирательной части тракта. Напряжение звуковой частоты будет модулировать передачи других станций, и мы, принимая нужную станцию, будем слышать чужую модуляцию (перекрестная модуляция, или кросс-модуляция). В худшем случае, лампа будет просто заперта постоянной составляющей продетектированного напряжения (забитие тракта).

Забитие и перекрестная модуляция скорее возникают при такой организации сеточных цепей, которая провоцирует режим сеточного автосмещения.

По сути дела мы пришли здесь к показателю, который именуется динамическим диапазоном приемника (или диапазоном допустимых уровней сигнала).

Меры борьбы с перегрузкой очевидны. Уменьшение сопротивления сеточных цепей, вывод первых каскадов из контура АРУ. Повышение линейности первых каскадов. При тяжелой помеховой обстановке - применение входного аттенюатора, ослабляющего сигналы. Разумеется, хороший преселектор все же снижает вероятность перегрузки, причем важен именно показатель абсолютного ослабления внеполосных сигналов.

Вот теперь самое время вспомнить, что абсолютное ослабление при больших расстройках не зависит от добротности, оно увеличивается только за счет снижения характеристического сопротивления контура. Хороший в этом отношении преселектор должен иметь низкие индуктивности и большие емкости.

Между прочим, если уровни сигнала и недостаточны, чтобы перегрузить каскад усиления радиочастоты, то, будучи им усиленными, они уже могут оказаться опасными для следующей лампы. Наличие в приемнике каскада УВЧ крайне вредно! А если он и есть, то уж, по крайней мере, вся избирательность по сигналу должна быть сосредоточена на его входе.

Увы, разработчики прежних лет не следовали этой логике. Более важным считалось побольше усилить сигнал до смесителя - наиболее "шумного" элемента тракта, с целью повышения чувствительности.

16.8. Перегрузка УПЧ

Аналогичные явления могут возникнуть в тракте УПЧ. Хотя полоса пропускания здесь существенно уже, зато уровни сигнала намного выше.

Очевидно, что оптимальная структура тракта будет соответствовать сосредоточению всей избирательности прямо на выходе смесителя (ФСС), а последующие каскады могут быть апериодическими (широкополосными) или слабоизбирательными.

16.9. Двойное преобразование. Пораженные частоты

Двойное преобразование частоты призвано оптимально разделить две задачи: получения требуемого подавления паразитных каналов (решаются применением высокой первой ПЧ) и формирования заданной характеристики основной селекции (что удобнее реализовывать на относительно низкой второй ПЧ). Впрочем, имелись аппараты даже с тройным преобразованием (пример: "Калина").

Нередко находили применение структуры с переменной первой ПЧ, имеющие два преимущества: единую для всех поддиапазонов шкалу и кварцованный (а значит высокостабильный) первый гетеродин. И тут уж второе преобразование просто неизбежно.

Увеличение числа преобразований множит, в принципе, и паразитные каналы. Но наибольшую опасность представляет сигнал второго гетеродина и его гармоники. Попав на вход приемника, они забивают множество точек диапазона приема, образуя так наз. пораженные частоты.

Борьба с этим явлением одна: всемерно улучшать экранировку блоков приемника и развязку по общим цепям.

17. О диодах и не только

17.1. Амплитудный детектор на диоде

Амплитудный детектор на диоде

Классическая схема "последовательного" детектора дана на рисунке (собственно, это однополупериодный выпрямитель). Если представить ламповый диод как идеальный вентиль, то такая модель ("линейного" детектирования) сразу же дает для постоянной составляющей выходного напряжения:

формула ,

где uBX - амплитуда напряжения несущей на входе детектора. Амплитуда низкочастотного напряжения на выходе:

uВЫХ = mUH (m - коэффициент модуляции АМ сигнала).

При полярности включения диода как на схеме - выпрямленное напряжение будет положительным.

17.2. Искажения в детекторе

Не всегда осознают, что низкочастотный ток, проходящий через резистор нагрузки, протекает также и через нелинейный элемент - диод! Это может явиться причиной искажений продетектированного сигнала.

Как и для любой схемы, где есть элемент с односторонней проводимостью, нежелательное закрывание диода на пиках огибающей будет возникать, если нарушается известное условие: I > i, где I - постоянная составляющая тока через диод, а i - амплитуда низкочастотного тока.

Искажения в детекторе

В детекторе на диоде оба эти тока создаются только входным высокочастотным сигналом. Посмотрите на схему наверху. Пусть на нагрузке детектора R1 имеется постоянная составляющая продетектированного напряжения UH и переменная mUH, тогда очевидно:

формула.

Если регулятор громкости R1 выведен до предела (движок - в крайнем нижнем по схеме положении), то:

формула.

Условие отсутствия искажений I > i выполняется автоматически: ведь всегда m < 1.

Если теперь движок потенциометра перемещен в положение, соответствующее максимуму громкости, то нагрузка детектора для напряжения низкой частоты будет состоять уже из параллельно соединенных R1 и R2 , и:

формула.

Получается, что при m > R2/(R1 + R2) (в рассматриваемой схеме - при m > 0,5) нарушается условие неискаженного детектирования.

Чтобы уравнять в этом случае нагрузки для постоянного и переменного напряжений, можно увеличить R2: так при R2 = 1 МОм искажения будут отсутствовать даже при 80-процентной модуляции.

Другой способ пояснен на нижней схеме: сопротивления нагрузки детектора для постоянного и переменного напряжений различаются здесь (когда регулятор установлен на максимум) всего на 16%, т.е. до m < 0,84 искажения отсутствуют. Правда, и выходной сигнал снижен вдвое, но с этим можно примириться.

17.3. Полоса модулирующих частот

Дополнительные искажения в детекторе могут возникать для наивысших частот модулирующего напряжения, когда заметная доля тока выделенного сигнала будет протекать через емкость нагрузки CH. Амплитуда общего тока составит, с учетом этой емкости:

формула.

Оказывается, при m, близком к единице, условие I > i опять нарушается - с ростом частоты F. В то же время слишком уменьшить CH нельзя (во всяком случае, она должна быть на порядок больше емкости диода).

17.4. Путаница с "входным сопротивлением"

Для схемы "последовательного" детектора в книгах обычно дается формула: RBX = 0,5 R.

С входным сопротивлением нелинейных схем дело обстоит непросто. При гармоническом напряжении входной ток детектора является резко несинусоидальным. В этих условиях, если уж вести речь о входном сопротивлении, следует прежде ясно оговорить, какой смысл будет придаваться этому понятию.

Допустим, источник сигнала имеет внутреннее сопротивление RИ. Следует ожидать, что выпрямленное напряжение UH будет (даже при "идеальном" диоде) теперь заметно меньше амплитуды ЭДС сигнала eBX, и тем меньше, чем больше RИ. Этот факт можно приписать влиянию "входного сопротивления" детектора RBX, снижающему напряжение пропорционально RBX /(RИ + RBX).

Даже не решая сложное уравнение, можно будет сделать вывод: искомая величина входного сопротивления не является постоянной; с увеличением RИ эффект детектирования снижается медленнее, чем можно было бы ожидать. Заметим, однако, что здесь RBX получается принципиально во много раз меньше, чем 0,5 R (особенно при малых сопротивлениях источника сигнала).

В итоге, при низкоомном источнике расчет "входного сопротивления" детектора вообще теряет смысл, так как в большинстве случаев оказывается верным простое соотношение:

UH = (0,8...0,9)uBX.

Путаница с "входным сопротивлением"

Другое дело, если детектор подключен к колебательному контуру, как чаще всего и бывает в ламповых схемах. Главное, что при этом интересует - снижение добротности, связанное с отбором энергии. Здесь потребуется по-иному определить входное сопротивление детектора:

формула,

где Р - мощность, отбираемая детектором из контура. Из условия баланса мощностей, учитывая, что:

P = U2H/R,

и принимая UH = uBX, получаем знакомое:

RBX = 0,5 R.

17.5. Чувствительность детектора

Для того, чтобы существовал эффект детектирования, требуется выполнение условия, противоположного условию отсутствия отсечки (для линейных схем):

I << i'.

Здесь:

I - постоянная составляющая тока через диод (примерно равная uBX/R);

i' - переменная составляющая, условно принимая диод линейным (равна uBX/Ri, Ri - дифференциальное сопротивление диода при токе I). Вводя крутизну характеристики диода S = 1/Ri, получаем условие линейного детектирования:

SuBX >> I.

Располагая характеристикой диода, мы смогли бы теперь получить какие-то количественные оценки.

В связи со специфической характеристикой лампового диода (полином степени 3/2), его чувствительность в принципе растет со снижением уровня детектируемых сигналов (S уменьшается намного медленнее, чем I). Однако этот ток никак не может быть сделан меньше начального тока диода, составляющего несколько микроампер.

Понятно, что увеличение нагрузки детектора R повышает чувствительность, так как снижается ток диода.

17.6. Параллельный детектор

Параллельный детектор

Присоединим "нижний" вывод резистора нагрузки к ВЧ входу, как на рис. слева. Ни для постоянной составляющей тока, ни для модулирующего колебания - в схеме, по сути дела, ничего не изменилось. Перевернув теперь схему (справа), получим известный по книгам параллельный детектор.

В новой схеме резистор R дополнительно подгружает ВЧ вход. Соответственно снижается входное сопротивление для резонансных цепей:

формула.

Параллельный детектор

Отличием этой конфигурации является также присутствие на ее выходе, помимо низкочастотного напряжения, еще и полного входного сигнала. Поэтому в практических схемах предусматривается дополнительная фильтрующая ячейка RФСФ для снятия нежелательной ВЧ составляющей.

Параллельный детектор

К параллельному детектору обращаются нередко. Во-первых, если схема диктует необходимость непременно емкостной связи с источником сигнала. Во-вторых, это естественное решение для комбинированных ламп (таких как 6Г2), а также прямонакальных, то есть тех, где катод диода вынужденно заземлен.

Впрочем, в этих последних случаях вполне возможно и последовательное детектирование - если только контур может быть отвязан от "земли" (см. последний рис.).

При указанной полярности включения диода выпрямленное напряжение - минусовое.

17.7. Сеточный детектор

Сеточный детектор

Эта схема типична для простых малоламповых приемников. Она эквивалентна сочетанию обычного детектора и усилительного каскада; только роль анода диода играет управляющая сетка. По понятным причинам ВЧ фильтрацию приходится осуществлять уже в анодной цепи.

В книгах мы читаем, что сеточный детектор обладает повышенной чувствительностью; это действительно так. Дело в том, что отказ от регулятора громкости вслед за детектором - позволяет увеличить сопротивление нагрузки (R). Тем самым и сохранить высокую добротность контура, и снизить до минимума ток через "диод". Правда, это оборачивается и негативной стороной: возможностью перегрузки каскада сильными сигналами, размах которых превысит раствор характеристики лампы. В предельном случае выделенная НЧ огибающая (на отрицательной "подставке") вообще выносится в область отсечки характеристики, а слушатель раритетного приемника недоумевает: почему при точной настройке на очень мощную станцию передача пропадает?

17.8. Катодный детектор

Катодный детектор

Если сеточный детектор по принципу работы - диодный, то катодный и анодный детекторы действуют иначе.

Взглянем на эту схему как на катодный повторитель с емкостной нагрузкой. В отличие от линейного случая, ток покоя в детекторе всегда должен быть выбран "неправильно", чтобы не позволять емкости разряжаться в промежутке между двумя положительными полуволнами колебаний несущей:

I << i'.

Здесь i' - снова амплитуда тока несущей частоты f в катоде, как если бы не было отсечки колебаний, I - ток покоя лампы.

Будем считать, что фильтрующий конденсатор CH имеет достаточно большую емкость, чтобы выполнялось: формула. Практически это достижимо, если несущая и модулирующая частоты различаются на порядки. Такой режим катодного детектора наиболее выгоден в отношении чувствительности.

В данном случае повторитель нагружен (для несущей частоты) на сопротивление, значительно меньшее его выходного сопротивления, равного 1/S. Следовательно, гипотетическую величину i', соответствующую линейному режиму работы, записать просто: i' = SuBX, как в любом каскаде, где катодный резистор заблокирован конденсатором большой емкости.

Получаем знакомое уже условие эффективного детектирования, противоположное условию работы без отсечки:

SuBX >> I, т.е. uBX >> I/S.

Рассмотрим каскад с триодом 6Н1П, пусть анодный ток равен 1 мА, при этом крутизна 2 мА/В. Тогда порог детектирования получается 0,5 В. Чувствительность будет повышаться с уменьшением тока покоя: при снижении тока в 8 раз она повышается вчетверо (почему - надеюсь, пояснять не надо). В практических схемах номинал катодного резистора выбирают поэтому от 50 до 200 кОм.

Катодный детектор легко рассчитать с позиции отсутствия искажений, вызванных как активной, так и реактивной внешней нагрузкой, при безусловном сохранении начальной добротности контура. Однако никаких других особенных достоинств у него нет (зато имеются недостатки), поэтому заметного распространения он не нашел.

17.9. Анодный детектор

Рассмотренные выше схемы детектирования имеют общую особенность: напряжение на открытом нелинейном элементе представляет собой только разность между огибающей АМ колебания и величиной выходного напряжения (тот же "сигнал ошибки", аналогично усилительным схемам с обратной связью). Потому детекторы обеспечивают малые искажения, причем форма характеристики нелинейного элемента совершенно не важна! Условие "линейности" детектирования сформулировано выше. Если оно не соблюдается (сигнал слабый), детектор превращается в нелинейный ("квадратичный").

В литературе можно встретить утверждение: любой детектор является линейным для "сильных" сигналов. Причина, якобы, в том, что для таких сигналов характеристика детектирующего элемента аппроксимируется кусочно-линейной, состоящей из двух прямых.

Это неверно. Ни при каких условиях полиномиальная характеристика не эквивалентна составленной из двух прямых. Применявшийся изредка в старой аппаратуре анодный детектор, в частности, осуществляет нелинейное преобразование сигнала в соответствии с формой характеристики лампы, при этом отсутствует отрицательная обратная связь. Ни при каких самых "сильных" сигналах здесь не обеспечивается линейная демодуляция. Не буду даже приводить эту мерзкую схему; впрочем, она отличается от сеточного детектора лишь подачей на лампу смещения, почти запирающего ее (для выполнения навязшего в зубах условия детектирования).

17.10. Кенотронный выпрямитель

Кенотронный выпрямитель

Схему двухполупериодного (двухфазного) кенотронного выпрямления мы встречаем в большинстве старых ламповых устройств. На пиках напряжения вторичной обмотки входной конденсатор фильтра заряжается почти до амплитудного значения u2. Нельзя забывать, что амплитуда напряжения обмотки составляет 1,41 ее действующего значения (того, которое фигурирует в расчетах трансформатора и измеряется авометром).

Точнее: UВЫПР.max = u2 - UФ.

Падение напряжения на каждой фазе UФ (в каждом плече) может составлять 20-50 В - складывается из падения на кенотроне и на омическом сопротивлении обмотки. Конечно, оно зависит от тока нагрузки, но не так все просто.

Можно подумать, что ток через лампу - это выпрямленный ток (или даже его половина, ведь схема-то двухполупериодная). В среднем это действительно так. Но ведь режим работы кенотрона импульсный, он открыт только небольшую часть периода. В течение этого времени ток в несколько раз превышает средний. Именно об этом мы упоминали ранее. Отсюда и должен исходить тот, кто попытается определить UФ по вольтамперной характеристике диода и известному сопротивлению обмотки.

Вот типичный пример: выпрямительная лампа - 5Ц4С, напряжение анодной обмотки (эффективное) на холостом ходу 2 х 250 В, что соответствует амплитуде 350 В. Именно столько и будет замерено на выходе выпрямителя без нагрузки. При нагрузке током 40 мА (при активном сопротивлении каждого плеча вторичной обмотки, допустим, 30 Ом) напряжение упадет примерно до 300 В.

Разумеется, нельзя забывать еще и про падение напряжения от выпрямленного тока на обмотке дросселя фильтра. И не удивимся, что выпрямленное напряжение зависит даже от величины входной емкости: ведь чем больше емкость, тем меньше длительность импульса заряда и, соответственно, выше ток в импульсе.

17.11. Уровень пульсаций

В промежутке между соседними пиками напряжения конденсатор разряжается на нагрузку. Считая процесс разряда линейным, а его длительность равной половине периода частоты сети (это для двухполупериодного выпрямителя, а для однополупериодного - целому периоду), получаем спад напряжения на емкости:

формула,

где, например, для частоты сети 50 Гц формула.

Принятые допущения приведут к тому, что размах пульсаций по приведенной формуле получится слегка завышенным, но это обеспечит полезный запас расчета.

17.12. Сглаживающие фильтры

Сглаживающие фильтры

Так называемый П-образный фильтр (наверху) весьма эффективен для питания анодных цепей. Дополнительное Г-образное звено снижает уровень пульсаций (при правильном выборе элементов) примерно в соответствии с соотношением реактивных сопротивлений его элементов, то есть в формула раз. А при неправильном выборе - пульсации могут быть даже подняты резонансом, но это, конечно, надо еще умудриться...

В устройствах большой мощности находил применение Г-образный фильтр (внизу), начинающийся с индуктивности. Его особенность - ток каждого плеча почти неизменен в течение половины периода (и равен току нагрузки). Это дает два преимущества:

1) снижается падение напряжения в плече UФ, возрастает КПД;

2) уменьшается вероятность превышения допустимого тока вентиля в импульсе (к чему были весьма чувствительны так наз. газотроны... да, существовали и такие!).

Крупным недостатком схемы является то, что напряжение на выходе выпрямителя здесь не сглажено; размах пульсаций приближается к амплитуде напряжения обмотки. Г-образное звено призвано целиком взять сглаживание на себя, поэтому требуемые величины L и С получатся существенно выше, часто переходили даже к двухзвенной фильтрации.

Разумеется, с однополупериодным выпрямителем подобный фильтр несовместим вообще.

В дешевых аппаратах вместо дросселя устанавливали просто резистор; разумеется, при оценке подавления пульсаций надо принимать тогда в расчет активное сопротивление вместо индуктивного.

 

Сергей Гаврилов

 

Часть [1]  [2]  [3] [4]  [5]  [6]  [7]  [8

Статьи

Ламповый звук
Тайны лампового звука
Волшебство лампового звука [1] [2]
Когда лампа лучше, чем транзистор [1] [2]
Почему вакуумный триод звучит музыкально
Схемотехника ламповых усилителей
Лампы или транзисторы? Лампы!
Однотактный ламповый усилитель для начинающих
Двухтактные ламповые усилители
Оконечный пушпульный усилитель - схема Уильямсона-Хафлера-Кероеса
Рекомендации по повторению реплики схемы Уильямсона-Хафлера-Кероеса
Однотактный усилитель с непосредственной связью. Схема Loftin-White [1] [2]
Трехламповый усилитель Губина
Однотактник на 300В
Усилители низкой частоты
Расчет каскада с нагрузкой в аноде
Однотактный усилитель на лампе 807 [1] [2]
Циклотрон. Мощный усилитель с выходными лампами ГУ-50
SE на RB300
Однотактный усилитель мощности на 300В. Модель WE91 для 90-х годов [1] [2]
Как улучшить звучание HI-FI системы [1] [2] [3] [4] [5] [6]
Лампы и звук: назад, в будущее [1] [2] [3] [4] [5]
Однотактный ламповый ... [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10]
Апгрейд усилителя XD845MKIII [1] [2]
"Усилитель" для наушников на SRPP [1] [2] [3] [4] [5] [6]
Ламповый High-End [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] [...]
Обзор журнала Glass Audio за 1998 год [1] [2]
Обзор журнала Glass Audio за 1999 год
Корректор для винила
Компенсированные регуляторы громкости
Усилитель НЧ
Даешь ONGAKU!
Tubesaurus Rex
Усилитель НЧ с комбинированной обратной связью
Прибор для измерения напряжения накала высоковольтных кенотронов
George Ohm живет в Харькове
Ревизия однотактного усилителя с межкаскадным трансформатором
Усилитель мощности НЧ с высоким КПД
Двухканальный усилитель НЧ
Усилитель НЧ с клавишным переключателем
Радиотрансляционные установки ТУ-50 и ТУ-100
Портативный проигрыватель
Усилитель НЧ
Усилитель без выходного трансформатора
Усилители без выходного трансформатора
Лампово-полупроводниковый УМЗЧ
Акустика
Бытовые акустические системы [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13]
Там, где живут басы [1] [2] [3] [4] [5] [6]
The Onken Enclosure
Категории слухового восприятия [1] [2]
Три взгляда на акустику помещений [1] [2]
Акустика в которой мы живем [1] [2]
Акустика офисов
Мифы звукоизоляции
Акустика отделочных материалов
Акустический агрегат с объемным звучанием
Акустические свойства домашней мебели
Акустические линзы для громкоговорителей
Акустические измерения в практике радиолюбителя
Акустический фазоинвертор
Акустика студий [1] [2]
Полезные советы разработчиков Hi-End
Триод против пентода. Что выбрать? [1] [2]
SINGLE-ENDED VS PUSH-PULL [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7]
Одноламповые усилители низкой частоты
Как пользоваться характеристиками электронных ламп
Многоламповые усилители НЧ на импортных лампах
Контактно-резисторный коммутатор входов
Как проверять аппаратуру в салоне
Что лучше: 4 или 8 Ом акустика?
Выходной трансформатор для однотактника. Быть или не быть линейным
Простая и быстрая проверка трансформаторов
Десять способов усовершенствовать вашу аудиокомнату
Испытатель ламп
Понижение уровня фона в усилителях
Evolution
Пять правил рационального питания
Трансформаторы в однотактных усилителях
Выходные трансформаторы
Измерение характеристик выходного трансформатора [1] [2]
Однотактный «Magnum»
Какая лампа нам нужна
Какая лампа нам нужна и будет ли она?
Улучшенная конфигурация листов трансформаторной стали
Должен ли УМЗЧ иметь малое выходное сопротивление? [1] [2]
Звук: интересные наблюдения
Вся правда об акустике ProAc
Немного теории лампового звука
О заметности искажений
История лампы 300B
Краткая история возникновения Hi-Fi
Возможен ли "виниловый ренессанс?" [1] [2] [3]
Hi-End: Мифы и реальность [1] [2]
Как не заблудиться в кабельных джунглях?
Побалуйте свои уши! [1] [2]
Ограничение сигнала усилителем – можно ли работать в клиппинге?
"Хай-Энд" умер, да здравствует "Хай-Энд"! [1] [2]
Блестящие звукозаписи [1] [2] [3]
Семь слов об ошибках аудиоэкспертизы
Частотные, нелинейные и фазовые искажения
Внешние факторы, влияющие на восприятие звука
Многоканальный окружающий звук [1] [2] [3] [4]
Магнитная запись: мифы и реальность
Теория схемотехники и звукотехники
Для начинающих. Как работает усилитель [1] [2]
Принципы схемотехники электронных ламп [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8]
Хрестоматия радиолюбителя, 1963г. [1] [2] [3] [4] [5]
Конструктивный расчет входных и выходных трансформаторов [1] [2]
Как работают звуковые трансформаторы
Элементарная теория схем с обратной связью [1] [2] [3]
Теория звукотехники
Двухтактно-параллельный усилитель НЧ
Особенности стандартов, описывающих мощность в звукотехнике
Отрицательная обратная связь в усилителях
Классы усилителей мощности
Элементарная теория триода [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9]
Как работает лучевой тетрод
О мощности, ваттах, децибелах... [1] [2]
Теория звука [1] [2] [3] [4]
Звук и цифровые технологии [1] [2] [3] [4] [5] [6]
Проектирование абсолютно устойчивых усилителей [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10]
Звуковые форматы
Описание стандарта MP3
Правильная мощность
Начинающим. Радиолампа
Высококачественный усилитель низкой частоты
Объемный звук [1] [2] [3]
Парадоксы электрона
Вибратор к гитаре
Ламповый авометр
Старая и популярная 12АХ7/ЕСС83
Принцип устройства и работы электро-вакуумных приборов
Двухэлектродные лампы
Трехэлектродные лампы
Рабочий режим триода
Многоэлектродные и специальные лампы
Электронно-лучевые трубки
Газоразрядные и индикаторные приборы
Фотоэлектронные приборы
Собственные шумы электронных ламп
Особенности работы электронных ламп на СВЧ
Специальные электронные приборы для СВЧ
Надежность и испытание электровакуумных приборов
Основы схемотехники ламповых усилителей
Искажения в усилителях, их измерение, меры по снижению искажений
Основные сведения о радиокомпонентах
Источники питания
Каскады усиления мощности
Каскады предварительного усиления
Широкополосные усилители
Усилительный каскад с катодной нагрузкой [1] [2]
Life in Vacuum. EL34
Life in Vacuum. 6H8C, 6H9C
Life in Vacuum. SV572 SV6550 6C5C 6C3П/6C4П
Двойной триод 6Н3П
Пентод 6Ж5П
6П42С / 6П45С
Лучевой тетрод 6П1П
Пентод 6П14П в оконечном каскаде
Двойной триод 6Н14П
Кенотрон 1Ц11П
Демпферный диод 6Ц10П
Что и как мы слышим
 
 
 

Найти на сайте

 

Информация

Только к середине 80-х возникла новая волна спора между двухтактными усилителями на триодах и пентодных в ультралинейном включении. Противостояние касалось исключительно только РР схем; так что не будем обсуждать этот момент и скажем лишь одно - триоды вернулись, а наряду с ними вся орава усилителей с переключением триод/UL пентод.
    Вторая волна поднялась в начале 90-х, уже с знакомым нам конфликтом - двухтактные триоды против однотактных. Поскольку он так и не разрешен, им мы и займемся. Темы дебатов опять крутятся вокруг фазоинверторов, продуктов искажений, глубины ОС и вдруг всплывшего эффекта под названием "первый ватт".
    Далее...

 

Это интересно

Полистав старые справочники, начиная от Дроздова и Гурфинкеля* и кончая последним выпуском Кацнельсона / Ларионова**, а также отраслевые тома Радиопрома, я искренне сделал было ошибочный вывод - ламп хоть пруд пруди. Однако, поставив себе задачу отыскать среди них чисто звуковые, довольно быстро убедился, что таких ничтожное количество и выпускались они во времена оные. Речь пока идет о лампах советского происхождения.     Для сигнальных цепей это: 6Ж32П (EF86), 6Н8С (6SL7), 6Н9С (6SN7), с большой натяжкой можно считать таковой 6Н23П-ЕВ (6922, 6DJ8), по задумке телевизионной, в промежутке стоят 6Н7С (6N7), 6Н6П (12ВН7) - тоже для TV.
    Для выходных каскадов: УО-180, УО-186 (одноанодные), 2С4С/6С4С и, наконец, - 6П14П (6BQ5, EL84), 6П27С (EL34). Последнюю вообще мало кто видел, она у меня в единственном экземпляре - музейный экспонат. Промышленность наша ламповая успешно одолевает выпуск новых/ старых КТ66, КТ77 (она же EL34), КТ88, 6550, 5881 (она же 6ПЗС-Е и 6L6WGC), 6922, 12АХ7... Но как много из них, в своей первоначальной ипостаси, предназначенных именно для звука?
    Лучевые тетроды патологически "больны". Чтобы убедиться в этом, проведите линию нагрузки и в координатах Uc-Ia постройте передаточную характеристику. Ее S-образность говорит за присутствие сильной 3-й гармоники в усилении, разумеется при больших амплитудах. И как вы не ставьте тетрод в SE или РР, его "родимое пятно" не отмыть. Впрочем, это не мешает фирмам Jadis, ARC, Conrad Johnson и всезнайке Скотту Франкланду (Wawestream Kinetics) использовать их и добиваться неплохого звука. Я отрицательно реагирую лишь на применение ими большого числа ламп, включенных параллельно. В двухтактном выходном каскаде, задача совместимости 4-х, 6-ти и 8-ми и т.д. баллонов усложняется почти в экспоненциальной прогрессии, не говоря уже о звуковой сигнатуре, вносимой каждой лампой отдельно.
    Значит, нужны новые лампы, с большей мощностью рассеяния на аноде, чем доступные 6550 (36 Вт в аноде). Появление саратовской 300В вызвало вздохи облегчения у аудиофильствующей публики. Это, во-первых, 40 Вт мощности анода, то есть возможность получить около 10 Вт звука в SE включении и 20 (!) в PP. Во-вторых, необъяснимо популярный прямой накал катода. Что-то в этом определенно есть, не зря воинствующие аудиофилы отдают свое сердце прямому накалу.
    Что же есть еще? Из российских ламп еще есть ГМ70, ГК71 -триод и пентод с прямым накалом. Из буржуйских (скорее китайских, т.к. ни WE и RCA днем с огнем не сыщешь) подходят мощные триоды 211-й и 845-й, но это для самых отъявленных.
    В последнее время на российском рынке все-таки появились лампы, инициированные американской фирмой "Svetlana Electron Devices" - SV572-3.-10, SV811-3,-10, 812 (о 572 см. в номере).
    И, наконец, тщательно скрываемая от гражданских - RB300-ЗСХ. Она является неоспоримым лидером по мощности на аноде -300 Вт, равно как и по допустимым значениям анодного напряжения 2,5 кV. Без особых усилий мы вытянули из нее 15 Вт при 3% искажений. Возможно получение 50 Вт в однотактном включении, но тогда выходной трансформатор начнет жить отдельной, собственной жизнью (не только из-за размеров и веса, но и многочисленных проблем, связанных с электромагнитным излучением).
    Впрочем, это не последнее слово. Разработанные А.Вайшем прямонакальные триоды VV30 и VV52B, хотя и в малых количествах, но таки расползлись по свету и отзывы о них самые благодушные. Причем эти лампы были сделаны исключительно для звуковых выходных каскадов по современным требованиям Hi-End. Остается сожалеть, что установлены они будут только в самых "заоблачных" аппаратах, т.к. стоимость пары VV30 около $1000, a VV52B и того больше. Характеристики первой мы приводим ниже.
    Достаточно определеннее обстоит дело со слабосильными лампами. Не гордая западная публика давно предпочитает лампу 6922 производства "Made in Saratov", то есть "Рефлектор", в миру 'Sovtek". Лампа - вообще хоть куда. Саратовские специалисты умудрились подавить микрофонный эффект, а благодаря своим уникальным параметрам:мю=33, S=12,5 mA/V, она может быть использована практически во всех сигнальных цепях, начиная от головки МС (moving coil).
    Конструкция у нее симметричная***, то есть приходится ожидать от нее вполне приличного звука. В отношении формальной линейности передачи с ней могут поспорить только ЕСС80, 6SN7. По измерениям Рика Берглунда (Glass Audio 6/95), ЕСС88/ 6DJ8 производства Milliard, RCA, Philips имеют против нашей линейность раза в полтора худшую. Омрачить народную любовь к ней может только косвенный накал с оксидным покрытием катода.
    Тот же "Рефлектор" выпускает 12АХ7 с набором индексов, после названия. Вся продукция прямиком идет за рубеж, очень ее там любят. По линейности она сравнима с 6922, но имеет несомненное преимущество - напряжение на аноде может достигать 300 В, значит возможно развивать значительные амплитуды сигнала. Правда, при этом лампа не способна отдать в нагрузку никакого тока и, из-за своего высокого Rj и столь же огромного требуемого Ra, каскад на этой лампе имеет ранний срез по ВЧ, в районе 28-30 кГц. Из-за того же Rj =62-70 кОм и шумы у нее не малые. Однако, если есть возможность отобрать экземпляры по шумам (имеется в виду применение в корректоре RIAA), то звучание ее может определенно понравиться. На мой взгляд, лампе явно не хватает детальности в верхних регистрах.
    Весьма мною ценимые 6СЗП и 6С4П (с индексами ЕВ и ДР), также имеют своей родиной "Рефлектор" (см. о них в номере), но цены на них у завода просто запредельные - $3-6 за шт. А в штуке всего один триод.
    Об известных октальных 6Н8С, 6Н9С, 6С2С, 6Н7С говорить нет нужды - они все "неправильно" сделаны, хотя 6Н9С и 6Н7С это касается в меньшей степени. Ранние 6SN7 Brimar и 6SL7 Sylvania - недоступны, но с точки зрения симметрии электродной системы безупречны. На российском же рынке устойчивым реноме обладают древние "светлановские" лампы, из молодого поколения - только саратовские (после 70 г. и современные). Новые 6Н8С Новосибирского завода имеют много нареканий по надежности (вакуум, эмиссия, качество сборки).
    Вряд ли октальные дождутся своего ренессанса, поэтому придется довольствоваться старыми лампами исключительно советской выделки.
    Если вы собрались грамотно согласовать каскад усиления с выходной лампой, не обойтись без 6Н6С в качестве драйвера. Реально добиться от нее усиления в 10-12 и есть подозрение, что ее динамическая передаточная характеристика (в координатах Uc-Ia) хорошо сложится с такой же у 300В. Хотя лампа изначально была "по-заимствована" у RCA 12BH7, работавшей в схеме кадровой развертки. Ну и пусть! Мне у нее явно несимпатичен "жирный", "мутный" звук, хотя многим он как раз подходит.
    Сдается, что в плане сигнальных и драйверных ламп нам мало, что светит. Специально для звука разрабатывать их невыгодно: ресурс у них больше, чем у мощных, а поэтому и заменяются они реже. Недовольства на имеющиеся в наличии, потребитель вроде не высказывает. Может оно и к лучшему, от добра добра не ищут.
    Так что же выбрать в конце концов? На этот уж очень неконкретный вопрос готовится статья для следующей книжки "Вестника", где будут детально разобраны преимущества и недостатки каждой из ГМ70, 845, SV572, RB300-3CX и VV30. Не исключено, что к моменту выпуска № 3, мы сможем сравнить трехсотки от "Рефлектора" и "Светланы".
    В завершение, хочется быть услышанным всеми российскими производителями. Вот мое слово: - Господа разработчики и производители! Не пренебрегайте контактами и сотрудничеством с нами, самодельщиками и любителями музыки. Лампа, созданная для звукоусиления должна изрядно отличаться от других электровакуумных приборов.
    Здесь, дома, в Росии есть все возможности для проведения оценок звучания прототипов. Для этого не надо отсылать еще сырые образцы на Запад, чтобы затем получать субъективные мнения по-английски и долго ломать голову над тем, как перевести аудиофильскую тарабарщину на строгий технический язык. Даже при внешней оценке конструкции лампы и технологии ее производства, видно, сколь мало себе представляют разработчики, как создаваемая ими лампа будет работать в звуке. При формально хороших параметрах, остается немало проблем, связанных с выводами электродов на цоколь, с перемычками и сварными соединениями, многослойными покрытиями ножек и качеством закрепления электродной системы внутри баллона. Нетрадиционные измерения должны выявить недостатки и, наоборот,лучшие качества российских приборов.
    Вспомните, как родились программы Golden Dragon в Китае и Gold Aero в Чехии и Югославии. Именно при участии британских и американских любителей и экспертов. В России же есть свои.
    Если Вы обратите свое внимание на наши чаяния, то совместные усилия помогут стать Вашему продукту более качественным, а значит и более конкурентноспособным на мировом рынке.
    Мы хотим одновременно с Вами, чтобы российская лампа стала одной из лучших, если не первой. Все предпосылки для этого есть.
    Не забывайте о наследии египтян и древних греков, следовавших сути термина TECHNE, означавшего неразрывную связь инженерии и творчества.
    * Справочник по эападно-европейским приемным лампам" К.И. Дроздов, "Сов. Радио" М. 1948., "Приемно-усилительные электронные лампы" Б.В. Гурфинкель. Госэнергоиздат. М-Л. 1949.
    ** "Отечественные приемно-усилительные, генераторные, модуляторные и ..." Б.В. Кацнельсон, А.С. Ларионов. Энергоиздат. М. 198...
    *** Спасибо Артуру Фрунджяну за хорошую просветительскую статью в журнале Class А. Кто хочет иметь оригинал статьи David'a O'Rourke - in Search of the Perfect Tube, обращайтесь в журнал.
    Далее.....

 

Информация

 

Усилитель ламповый XD850MKIII

XD850MKIII

Акустическая система Music Angel One

Music Angel One

Усилитель ламповый XD800MKIII

XD800MKIIIIII

Усилитель ламповый MINIP1

MINIP1